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基于多级箝位与门信号调节相结合的IGBT串联均压

作者:海飞乐技术 时间:2019-09-29 11:21

4. 实验验证
  为验证所提出的多级箝位均压电路应用于IGBT串联的可行性,在图3(a)所示电路基础上搭建了基于三只IGBT串联的直流降压斩波电路实验平台,如图6所示。同时,为体现该均压方式特点,负载侧RCD均压方式将应用于该实验平台以作对比。

串联IGBT实验平台
图6 串联IGBT实验平台
 
  图6中串联器件采用意法半导体公司生产的型号为STGW30NC60WD的高速IGBT,其额定电压与电流为600V/30A。母线电压VDC为900V,负载电阻50Ω,工作频率1kHz,驱动电路输出电压范围-9V~+15V,最大驱动电流±8A,门极电阻RG取值6.8Ω。实验波形由泰克隔离四通道示波器TPS2024B测得。下面给出均压电路参数选取及实验结果。
 
4.1电路参数选取
4.1.1动态均压电路参数选取
  参照前文动态均压电路设计原则,结合实验给定条件,给出动态均压电路参数如表1所示,下面对表1中关键器件的选取予以说明。
  1)TVS二极管ZP:将tPmax限定在500ns,代入式(10)求得ZP最小脉冲峰值功率为4.8kW。考虑一定安全裕量,本文采用两只1.5KE110A与两只1.5KE100A串联,峰值功率可达6kW。根据1.5KE系列TVS二极管数据手册[22],串联后电压峰值箝位电路的工作阈值电压VP为420V,最大箝位电压VPC为578V,允许最大峰值电流IPP可以达到9.9A。
表1 动态均压电路参数
动态均压电路参数
 
  2)TVS二极管ZT:根据式(14)的要求,阈值电压VT的取值范围为300V~315V,此处取310V。依据已有规格,ZT采用两只1.5KE100A与一只1.5KE110A串联,串联后阈值电压VT为310V,最大箝位电压VTC为426V,最大峰值电流ITP为9.9A。
  3)电容CT:限定tTmax为400ns,代入式(15)求得CT最小值为65.5nF,实际取值68nF。
  4)电阻RT:由式(17)求得RT最小值为15.4Ω,此处依据常用阻值取值18Ω。根据式(19)求得RT所需每欧姆能量比为0.45×10-3J/Ω,选择瞬时过载能力较好的RX21系列线绕电阻完全可以满足设计要求。
 
4.1.2静态均压及状态反馈电路参数选取
  STGW30NC60WD型号IGBT关断瞬态集射极电压上升时间典型值为19.5ns,由式(27)可知光耦UL带宽至少应达到18MHz。为确保采样精度,本文选取带宽为50MHz的高速光耦作为电压信号检测元件,其主要参数如表2所示。
  根据表2所列出的光耦主要参数,结合静态均压与状态反馈电路设计原则,给出其它器件型号及参数如表3所示。
表2 高速光耦主要参数
高速光耦主要参数
  实验主控芯片采用Altera公司CycloneV系列FPGA,通过配置PLL系统最小工作周期可以达到5ns。门信号调节时间设置为10ns、50ns、200ns三个等级。
表3 静态均压与状态反馈电路参数
静态均压与状态反馈电路参数
 
4.1.3 RCD均压电路参数选取
  RCD均压电路参数选取遵循文献中的设计原则,结合实验条件得出具体器件型号如表4所示。其中,RRCD、CRCD与DRCD分别表示缓冲电阻、电容及二极管。RRCD-static表示静态均压电阻。
表4 RCD均压电路参数
RCD均压电路参数
 
4.2实验结果
4.2.1多级箝位电路均压效果
  为了对比均压电路工作效果,同时考虑单管IGBT最大承压,本文首先给出VDC=600V,门极驱动信号同步条件下仅并联静态均压电阻时Q1、Q2及Q3三只IGBT集射极间电压VCE1~VCE3的波形如图7所示。
无均压电路时串联IGBT关断电压波形
图7 无均压电路时串联IGBT关断电压波形
 
  从图7可以看出,驱动信号同步情况下,三只IGBT间的特性差异使Q1先进入关断状态,且其在关断瞬间几乎承受了一半的母线电压。如果母线电压继续升高,Q1将有过压损坏的风险。
应用RCD均压电路与多级箝位均压电路时串联IGBT关断电压波形
图8 应用RCD均压电路与多级箝位均压电路时串联IGBT关断电压波形
 
  图8所示为VDC升至900V,门驱动信号同步条件下应用RCD均压电路与多级箝位均压电路时VCE1~VCE3波形。可以看出,两种均压方式作用下各IGBT承压均能维持一致且很快进入静态平衡状态。然而,相比多级箝位均压方式78s的IGBT关断持续时间,RCD均压方式关断时间达900ns,这意味着开关损耗增加的同时其在高频宽占空比条件下的应用也受到了限制。虽然减小CRCD可以缩短关断时间,但电路的均压能力也将随之降低。
门极信号相差700ns时RCD均压电路作用下串联IGBT电压波形
图9 门极信号相差700ns时RCD均压电路作用下串联IGBT电压波形
 
  为进一步验证多级箝位均压电路相比RCD均压电路的优势,令Q1门极关断信号超前Q2及Q3700ns,图9(a)与(b)分别给出了RCD均压电路作用下VCE1~VCE3变化曲线及其沿时间轴放大后的波形。可以看出,700ns的关断延时使VCE1在关断瞬态达到560V,受关断瞬态结束时承压影响,Q1与Q2、Q3静态承压虽能达到稳定,但仍存在363V的静态电压差。图10(a)所示为此门极信号驱动时多级箝位均压电路作用下VCE1~VCE3波形。可以看出,关断瞬态Q1仍被限制在安全工作区内,且随着VCE2与VCE3的上升VCE1逐渐下降至平衡电压,关断瞬态结束时IGBT间最大承压差已减小至72V。受示波器通道数量限制,图10(b)仅给出VCE1、VCE2及Q1与Q2门极电压VGE1、VGE2的波形曲线(Q3与Q2波形相近),可以看出,当VCE1上升至预设阈值VT=310V时,在电压斜率抑制电路作用下其上升斜率大幅降低。Q2与Q3关断信号的滞后使VCE1持续上升至预设阈值VP=420V,负载电流在峰值箝位电路作用下少量注入Q1门极,门极电压VGE1被抬升使VCE1被箝位于最大峰值箝位电压VPC=578V,此时Q1工作于有源区直至Q2与Q3开始关断,最后VCE1~VCE3在拖尾电流平衡电路作用下趋于一致,与前文所述工作原理相符。
门极信号相差700ns时多级箝位均压电路作用下串联IGBT电压波形
图10 门极信号相差700ns时多级箝位均压电路作用下串联IGBT电压波形
 
4.2.2门信号调节均压效果
  为验证状态反馈电路功能,给出如图11所示Q1关断信号超前Q2、Q3关断信号10ns~40ns时VCE1、VCE2及对应状态反馈电路输出信号VF1、VF2的波形。可以看出,Q1、Q2自身特性的不同使VCE1、VCE2到达触发阈值243V时的时间差异(18ns~49ns)不能完全遵循给定门极关断信号时差(10ns~40ns),但反馈信号VF1、VF2的电平翻转时间差异(18ns~49.4ns)基本遵循VCE1与VCE2。可以验证,反馈电路工作方式与精度满足要求。
关断信号相差10ns至40ns时VCE及VF波形
图11 关断信号相差10ns至40ns时VCE及VF波形
 
  为检验本文所提出的门信号逐级调节方式,将Q1门极电阻RG1增加至20Ω,Q2、Q3门极电阻仍为6.8Ω不变。图12(a)与图12(b)分别给出了调节前后VCE1、VCE2以及门极信号VGE1、VGE2的波形。从图12(a)可以看出,尽管VGE1与VGE2同时开始下降,但门电阻RG1的增加延长了Q1关断所需时间。Q2先于Q1106ns完成关断,承压不均产生的能量消耗于多级箝位电路中。图12(b)所示为门信号调节后的电压波形,门极关断电压VGE2在该控制方式作用下最终滞后VGE1100ns。调节后的VCE1与VCE2达到最大值的时刻基本一致,两只IGBT间的电压动态不均衡程度得以降低。
串联IGBT门信号调节前后VCE与VGE波形
图12 串联IGBT门信号调节前后VCE与VGE波形
 
  上述实验结果表明:1)相比负载侧RCD均压电路,多级箝位均压电路在实现均压功能的同时各IGBT关断过程持续时间仅为前者的8.7%。2)当单只IGBT关断信号延迟为700ns时,多级箝位均压电路对IGBT关断瞬态电压峰值有很好的抑制作用,且关断瞬态结束后各IGBT间最大承压差仅为RCD均压方式的19.8%。3)状态反馈电路在满足采样要求的同时结构更为简单,配合门信号逐级调节可以从控制级实现均压,减小了电路损耗。
 
5. 结论
  1)在多级箝位均压方式基础上,提出一种同时作用于负载侧与门极侧的均压电路,分析了电路的工作原理及其在串联IGBT关断过程中对动态不均压的抑制作用。
  2)将静态均压电路与状态反馈电路相结合,运用逐级门信号调节的方式,从控制级消除串联IGBT间分压不均。
  3)给出均压电路元件参数的选取原则,并依据所提出的设计方法搭建了串联IGBT实验平台。实验结果证明相比负载侧RCD均压电路,本文所提出的多级箝位均压电路能在不影响关断速度的同时有效抑制串联IGBT动态与静态分压不均。
  4)相比基于高采样率AD转换器或高带宽运放实现闭环反馈控制的均压调节方式,本文所提出的状态反馈电路结构简单、易于实现,且配合逐级门信号调节方式具有均压过程平滑,损耗低等特点。


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