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IGBT串联多级箝位均压电路设计方法

作者:海飞乐技术 时间:2019-09-29 11:20

3. 多级箝位均压电路设计方法
  通过对多级箝位均压电路工作原理的分析,本文给出实际应用中电路的设计方法如下。
 
3.1动态均压电路设计方法
3.1.1电压峰值箝位电路设计
  由于电压峰值箝位电路工作时IGBT损耗非常大,故ZP的阈值电压VP应取较大值以避免IGBT频繁工作于有源区。同时,由于ZP动态阻抗的存在,箝位电路工作时VCE的实际值要高于VP,为避免IGBT过压损坏需将VCE最大值箝位于IGBT最大承压值以内。根据以上要求ZP的选择应在满足式(8)的条件下依据已有规格取值

计算公式8、9 
  式(8)与式(9)中VPC表示ZP流过最大峰值电流IPP时两端呈现的最大箝位电压,VCES为IGBT允许承受最大电压,rP为ZP动态阻抗。其中,IPP的取值应不小于IGBT驱动电路所能提供的最大驱动电流。
  需要注意的是,TVS二极管数据手册给出的脉冲峰值功率通常表示其在占空比为0.05%、宽度10/1000us的浪涌电流下所能承受的最大功率。而随着脉冲频率与占空比的改变,考虑到脉冲功率的累积,所选取的ZP脉冲峰值功率PZP需要重新计算。当TVS二极管数据手册未给出脉冲宽度与功率衰减因数对照曲线时,PZP可由式(10)近似求得
计算公式10 
  式(10)中Ts表示IGBT开关周期,tPmax表示t3到t4最长间隔,即一个周期内电压峰值箝位电路工作最长时间。
  DP在IGBT开通时反向偏置避免门极电流被旁路,而在ZP导通时正向偏置为集电极电流注入提供通路,因此DP反向峰值电压VPB与正向峰值电流IPM应满足式(11)与式(12)
VPB>VCC      (11)
IPM>IPP       (12)
  电阻RP用以限制电压峰值箝位电路电流,保护ZP与DP,其取值范围应满足
计算公式13 
 
3.1.2拖尾电流平衡电路设计
  串联IGBT拖尾电流阶段结束时电压的分配影响IGBT静态分压阶段不均衡程度。通常要求静态电压分配差值不大于10%,即承压最高IGBT与承压最低IGBT间电压差为理论平均承压的10%,因此ZT的阈值电压VT应满足式(14)要求

计算公式14 
  其中n为单个串联支路IGBT数量。
  为避免IGBT过早进入有源区,电容CT的取值需满足最大延迟时间tTmax(t2到t3最长间隔)以内IGBT不会进入电压峰值箝位阶段,降低IGBT损耗。由式(6)可得CT最小值为
计算公式15 
  电阻RT在CT放电时起限流作用,使放电电流不超过ZT最大峰值电流ITP;而在CT充电时起分压作用,避免ZT承压超过最大箝位电压VTC。因此RT取值应满足条件
计算公式16、17 
  另一方面,为了使VCE在IGBT关断期间能够快速下降到箝位电压VT,根据式(7),CT放电时间常数RTCT应满足
计算公式18 
  式(18)中toff(min)表示IGBT实际工作中最小关断周期。由于结合了门信号调节方式,主控器仅需数个开关周期即可完成驱动信号的调整,ZT只工作在前几个周期,因此对RT与ZT的要求主要为最大脉冲功率的大小。在一个开关周期内RT与ZT所消耗的能量之和为电容CT所释放的能量ET
计算公式19 
  由于RT的主要作用为保护ZT,因此RT需能承受全部能量的消耗。实际选取中RT的最大脉冲功率应根据其每欧姆能量比ET/RT参照“能量-电阻”表选型。
  快恢复二极管DT在IGBT开通及电流拖尾阶段反向偏置阻断CT通过IGBT自身放电以免过流;在VCE超过VT时正向偏置为CT提供充电回路。所以,DT反向峰值电压VTB与正向峰值电流ITM的取值需满足式(20)与式(21)
VTB>VPC      (20)
ITM>IL        (21)
 
3.1.3电压斜率抑制电路设计
  电压斜率抑制电路包括拖尾电流平衡电路及门极侧阻容网络RDCD,其中拖尾电流平衡部分的设计已给出,下面分析CD与RD的取值范围。
  从图4(b)可以看出,CD的取值越大,动态均压效果越好。但过大的取值会增加电容体积与成本,延长IGBT关断时间,增大损耗。而过小的取值均压效果差,使其它部分均压电路的设计难度加大。通常将CD取值控制在0.4~0.8倍CGC,且IGBT应用开关频率越高时,取值应越小。
  串入RD的目的在于抑制CD充放电时与回路杂散电感引起的高频振荡,根据阻尼振荡的要求需满足条件
计算公式22 
  式(22)中Lg表示门极侧均压电路总杂散电感,实际应用中可以根据电路板布局及工艺估算:
计算公式23 
  式(23)中W,l与d分别为印制电路板走线宽度,长度及铜箔厚度,h表示板厚。
  然而,RD在抑制振荡的同时也影响关断瞬态注入门极电流的大小,当其取值过大时CD的作用将被削弱。通常要求关断瞬态集电极通过RD注入的电流大于门极电流,即
ID≥IG      (24)
  ID表示关断瞬态RD的电流,忽略瞬态下CD的阻抗,式(24)可以写成
计算公式25、26 
 
3.2静态均压与状态反馈电路设计方法
1)高速光耦UL
  高速光耦UL作为状态反馈电路核心器件其带宽是影响反馈精度的主要因素。依据信号采集带宽与上升边关系式可知
BW=0.35/tr      (27)
式(27)中tr表示分压网络采样信号上升时间,BW表示UL最小带宽,其值通常在10MHz以上。另外,UL在采样的同时也具有隔离作用,其隔离电压等级也要依据实际应用场合适当选取。
 
2)高精度稳压二极管ZL
  当RL两端电压达到ZL阈值电压VL时,ZL反向导通光耦接入。因此,ZL的稳压精度直接影响光耦一次侧导通时间,进而影响反馈回路的精度。根据高精度稳压二极管数据手册,VL越小时稳压精度越高。但为了确保光耦正常工作,VL的取值不能低于光耦一次侧导通压降,而过低的VL无法准确反映VCE的状态。通常将VL的取值控制在3.3V至15V之间。
  考虑到光耦一次侧输入电流范围通常为5~50mA,大于ZL反向峰值电流,实际应用中ZL可由数个高精度稳压管并联组成。
 
3)静态分压电阻RH,RL
  RH与RL在串联IGBT关断时不仅起到静态均压的作用,还为状态反馈电路提供分压网络。RH的大小决定ZL导通时流经光耦一次侧的电流,其值限制在光耦输入阈值电流IFth与最大电流IFmax之间。由于光耦导通时一次侧存在导通压降VLF,根据式(8)与式(14)限定的IGBT关断态最大与最小承压,可以推导出RH的取值范围为
计算公式28 
  RL的取值决定了ZL导通时IGBT所处状态阶段,即信号采样时刻。为了确保反馈回路在开关瞬态及关断稳态下均能正常工作,RL的取值需满足式(29)
计算公式29、30
  由前文的分析可知,当RL取值小于式(30)所确定的最小值时,承压较低IGBT所对应的光耦不能在开关过程提供正常的反馈信号。而当RL取值过大时,会使ZL承压超过其最高稳压范围。因此,为保证反馈电路正常工作,RL的值通常取略高于式(30)所求得的值。
 
4)分压补偿电容CH
  实际应用的电阻、稳压管及光耦均存在寄生电容,为了实现RL两端电压精确跟随VCE的变化,需要在RH两端并联补偿电容CH。根据阻抗平衡要求,CH的取值需要满足
计算公式31 
式(31)中CL代表RL、ZL及UL输入侧寄生电容之和,其值通常在pF级。



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